單電源IGBT驅動(dòng)電路設計

 隨著(zhù)電力電子技術(shù)的飛速發(fā)展，IGBT的應用日益廣泛，而IGBT應用的關(guān)健問(wèn)題是其驅動(dòng)電路和保護電路的合理設計。驅動(dòng)電路設計不好，常會(huì )造成IGBT工作在放大區，短時(shí)承受很大的功耗導致?lián)舸┦?，或者使lGBT關(guān)斷不迅速，與其他IGBT換流時(shí)產(chǎn)生換流失敗，導致直流側電源短路而嚴重損壞。
  目前，最為常用的幾種IGBT驅動(dòng)模塊電路在實(shí)際應用中都有其局限性：日本富士公司的EXB系列僅需單電源供電，但負柵壓過(guò)低，在高壓電路中會(huì )降低IGBT工作的可靠性，并且沒(méi)有短路軟關(guān)斷的封閉保護功能；三菱的M579系列在工作過(guò)程中需雙電源(+15 V，-10 V)供電，而且它和EXB系列內部均無(wú)隔離電源，若要驅動(dòng)多組IGBT，需外接隔離電源；美國IR公司的IR2110雖具有自舉浮動(dòng)電源，只用一路電源即可驅動(dòng)多個(gè)功率器件，但是它本身不能產(chǎn)生負偏壓，容易造成橋臂短路，不適用于直接驅動(dòng)中、大功率IGBT。
  本文提出一種新型的驅動(dòng)電路，它采用單電源供電，能夠產(chǎn)生負柵壓，使用脈沖變壓器隔離，無(wú)需提供單獨的浮地電源便可產(chǎn)生兩路脈寬可調的驅動(dòng)脈沖，并且還具備各種保護功能。
 
  1. 工作原理
  本研究提出的IGBT驅動(dòng)電路原理圖，如圖1所示。該電路采用一組15 V的穩壓電源，脈沖變壓器初級繞組并接2只反向串聯(lián)的穩壓二極管，其穩壓值與正負指壓相同，防止電路中出現高壓尖峰。3個(gè)N溝道MOS管VQ5、VQ6、VQ7的驅動(dòng)脈障Us、Ux、Uy的波形，如圖2所示。脈沖變壓器的2個(gè)次級繞組T2、T4分別驅動(dòng)2組IGBT模塊。柵極申聯(lián)電阻Rg的選擇必須合適，過(guò)高則增加關(guān)斷損耗，過(guò)低則使關(guān)斷過(guò)電壓加劇。合適的Cge有利于抑制dic/dt：Cge太大，開(kāi)通時(shí)間延時(shí)；Cge太小，對抑制dic/dt效果不明顯。井聯(lián)柵射間電阻Rge可使柵射電壓免受IGBT和電路寄生參數的干擾，防止器件誤導通。另外，IGBT的輸入阻抗呈容性，因此對柵極電荷集聚很敏感，要有一條低阻抗值的放電回路，即驅動(dòng)電路與IGBT的連線(xiàn)要盡量短。
  通常情況下，由于變壓器不能傳遞直流分量，使用脈沖變壓器隔離的驅動(dòng)電路不能實(shí)現任意脈寬輸出，從而導致其應用的局限性；而光電耦合驅動(dòng)器雙側都是有源的，其提供的正向脈沖及負向封鎖脈沖的寬度可以不受限制。本電路輸出的驅動(dòng)脈沖正、負柵壓數值相等(15V)，且帶有死區，其中死區時(shí)間及脈沖寬度均可調。

圖1  IGBT驅動(dòng)電路原理圖

圖2  MOSFET驅動(dòng)波形

  驅動(dòng)電路的工作過(guò)程分為開(kāi)通、死區和關(guān)斷3個(gè)階段：
  (1)開(kāi)關(guān)模態(tài)[t0，t1]。Ux為高電平，Uy為低電平，當Ux電壓幅偵升高到大于VQ6管子的閾值電壓UGS(th)時(shí)，VQ6被觸發(fā)導通，Uw電平為零。變壓器初級繞組T1的電壓極性為上高下低12 V，繞組T2兩端將產(chǎn)生相同極性的感應電勢Uge。
  (2)開(kāi)關(guān)模態(tài)[t1，t2]。Ux、Uy同為低電平，進(jìn)入死區時(shí)同，T6隨之關(guān)斷。此時(shí)，Us與Vcc的電壓差額升高到大于T5管子的閾值電壓UGS(th)時(shí)，VQ5被觸發(fā)導通，變壓器初級繞組L1的電流經(jīng)過(guò)D2、T5續流。二極管D2、D3避免了短路。Uw電壓等于Vcc。變壓器初級繞組T1上下端的電壓差額為零，繞組T2兩端的感應電勢Uge同為零。
  (3)開(kāi)關(guān)模態(tài)[t2，t3]。Ux為低電平，Uy為高電平，此時(shí)T6關(guān)斷、T7導通。繞組T3上電壓極性為上低下高15 V，與繞組T1發(fā)生感應后產(chǎn)生相同極性的感應電勢，Uw電壓將在Vcc的基礎上再疊加Vcc變成30 V。繞組T1的電壓極性為上低下高15 V，繞組T2兩端將產(chǎn)生感應電勢Uge=-15 V。

 
圖3  MOSFET驅動(dòng)脈沖產(chǎn)生電路原理圖

  3個(gè)MOSFET驅動(dòng)脈沖產(chǎn)生電路原理圖，如圖3所示。該電路首先由PWM芯片產(chǎn)生兩路相差180°、帶有死區的驅動(dòng)脈沖Ua、Ub然后分別經(jīng)過(guò)推挽電路將驅動(dòng)信號的功率放大后產(chǎn)生Ux、Uy。同時(shí)，Ua、Ub經(jīng)過(guò)或非門(mén)后提取出死區時(shí)的電壓Uc。Uc與Vcc共同對C1進(jìn)行充放電。[t0、t1]時(shí)，Vcc通過(guò)D1、R1對C1充電，R1非常小，充電過(guò)程十分迅速，Ux等于Vcc；[t1、t2]時(shí)，Ug變?yōu)楦唠娖?，通過(guò)R1、R2放電，由于R2遠大于R1，放電非常緩慢，Ux在Vcc的基礎上再疊加一個(gè)高電平，使Ug有足夠的驅動(dòng)能力驅動(dòng)VQ5。
  基于PWM芯片可以實(shí)現限流保護、軟啟動(dòng)控制、死區控制及保護控制等功能。常用的PWM芯片(如SG3525、TLA94等)片內都有誤差放大器，利用片內提供的基準源，由電阻分壓給誤差放大器的低端以提供比較基準，誤差放大器的高端接入電流反饋，形成準PI調節，具有很高的穩壓、穩流精度。
 
  2. 實(shí)驗結果
  試驗樣機相關(guān)情況如下：將市電整流成15V的直流電壓，經(jīng)由7815穩壓后為驅動(dòng)電路提供電源。工作頻率為23.8 kHz，即工作周期為42μs。VQ5、VQ6、VQ7為N溝道MOS管IRF630。
  驅動(dòng)電路實(shí)測波形，如圖4所示。PWM芯片SG3525輸出的兩路脈沖Ua、Ub如圖4(a)所示；經(jīng)推挽電路后的兩路驅動(dòng)脈沖Ux、Uy，如圖4(b)所示，這兩組波形的相位都互差180°。死區脈沖Uc和VQ5的門(mén)極驅動(dòng)脈沖Ux，如圖4(c)所示，死區時(shí)間為2.6μs。VQ6的漏極電壓Uw和變壓器副邊T2的驅動(dòng)電壓Uge，如圖4(d)所示。另一種脈寬的驅動(dòng)電壓Uge，如圖4(e)所示，波形表明，脈沖變壓器能為IGBT提供良好的、可變的正向柵壓(+15 V)和反向柵壓(-15 V)。

(e)調整脈寬后的移動(dòng)電壓
圖4  驅動(dòng)電路實(shí)測波形
 

  3. 結束語(yǔ)
  本本提出了一種單電源的IGBT新型驅動(dòng)電路，其主要特點(diǎn)是，采用脈沖變壓器進(jìn)行電氣隔離，僅使用一組7815作為穩壓電源，可提供良好的正、反向柵壓，無(wú)需提供單獨的浮地電源便可產(chǎn)生兩路驅動(dòng)脈沖?；赑WM芯片可以實(shí)現死區時(shí)同、工作頻率及脈寬可調，井帶有軟啟動(dòng)、限流及穩壓等保護功能，且電路簡(jiǎn)單實(shí)用。實(shí)驗結果證明了這種方案的合理性和有效性。