變壓器隔離全橋IGBT驅動(dòng)電路設計

在脈沖電源中，驅動(dòng)電路的質(zhì)量直接關(guān)系到逆變器的正常工作。一個(gè)好的驅動(dòng)電路首先要保證開(kāi)關(guān)的安全，其次要使開(kāi)關(guān)的損耗小。這兩者之間存在矛盾。因為功率開(kāi)關(guān)元件引起的損耗主要是開(kāi)關(guān)損耗（開(kāi)關(guān)損耗和關(guān)斷損耗）。開(kāi)關(guān)損耗與驅動(dòng)脈沖信號上升沿和下降沿的陡度密切相關(guān)。下降沿和上升沿越陡，開(kāi)關(guān)損耗越小，即電壓和電流重疊的時(shí)間越短。然而，較陡的上升和下降沿將產(chǎn)生過(guò)大的脈沖電流和電壓尖峰，這威脅到開(kāi)關(guān)的安全。因此，為了實(shí)現安全有效的供電，有必要抑制或吸收這些電流和電壓尖峰。本文介紹了一種變壓器驅動(dòng)的大功率IGBT模塊電路。它不僅具有很強的驅動(dòng)能力，而且能很好地吸收電壓和電流尖峰。

1。驅動(dòng)電路分析及驅動(dòng)電路存在的問(wèn)題

在中頻脈沖滲碳電源中，快速進(jìn)行過(guò)電流保護非常重要，驅動(dòng)脈沖的無(wú)延遲傳輸在實(shí)時(shí)過(guò)電流保護中起著(zhù)重要作用。同時(shí)，為了減少開(kāi)關(guān)損耗，也需要驅動(dòng)脈沖非常陡峭的上升和下降。一些特殊場(chǎng)合要求緊湊、簡(jiǎn)潔，不需要額外的驅動(dòng)電源等?？紤]到上述要求，采用變壓器隔離全橋驅動(dòng)電路，其電路如圖1所示。

圖1變壓器隔離全橋電路

在圖1中，每個(gè)臂選擇一個(gè)NMOSFET和一個(gè)PMOSFET。兩個(gè)PWM控制信號1或2是高電平，即，1是高電平，2是低電平，Q 1和Q4是關(guān)閉的，Q 2和Q3是接通的，Q5是接通的。此時(shí)，Q2、Q3和T1的初級繞組將形成一條路徑。在T1的一次側施加脈沖電壓，相應的二次側得到驅動(dòng)脈沖信號。1、2為低電平，Q1、Q2同時(shí)接通，T1原邊短路，則次邊無(wú)脈沖輸出。MOSFET導通電阻小，響應快，能提供瞬時(shí)導通IGBT所需的大電流，保證驅動(dòng)脈沖具有較陡的上升和下降沿。應注意的是，滲碳脈沖電源的輸出脈沖控制芯片采用UC3825，屬于峰值電流控制芯片。它具有抗磁偏置的能力，并且不需要添加直流電容器來(lái)防止磁偏置。相反，當增加直流電容時(shí)，會(huì )出現兩個(gè)PWM控制信號不能同時(shí)關(guān)斷的問(wèn)題。在移除直流電容器之后，問(wèn)題就消失了。因此，在使用直流電容時(shí)應注意芯片的控制方式，防止偏置。

雖然上述驅動(dòng)電路解決了驅動(dòng)信號的無(wú)延遲傳輸問(wèn)題，并且為驅動(dòng)脈沖提供了較陡的上升和下降沿，但是在驅動(dòng)脈沖的上升和下降沿也有較大的開(kāi)關(guān)峰值。上升沿過(guò)沖主要是由泄漏引起的。詳細討論了超調的具體分析和消除方法。下降沿的開(kāi)關(guān)峰主要是由勵磁電感引起的。通常，這兩個(gè)峰值的減小是通過(guò)增加Rg(柵電阻)來(lái)實(shí)現的，但是增加Rg將減緩驅動(dòng)脈沖的上升沿和下降沿的陡峭度并增加開(kāi)關(guān)損耗。

圖2.第一脈沖周期的每個(gè)波形的時(shí)間序列圖

具體工作過(guò)程分析如下：圖2為脈沖周期。當正脈沖上升沿（t0~t3）出現時(shí)（這里只考慮正脈沖），電容C等效于短路。通過(guò)二極管D和電容C，IGBT可以獲得較大的瞬時(shí)電流，從而縮短了驅動(dòng)脈沖的上升時(shí)間。在圖2中，正脈沖是IGBT的驅動(dòng)信號，而負脈沖的上升沿是由另一個(gè)驅動(dòng)脈沖引起的。因此，我們需要討論的是另一個(gè)驅動(dòng)脈沖的下降沿峰值。這四個(gè)輸出脈沖是一樣的，所以我們只需要討論一種方式。然而，為了直觀(guān)和完整，這里將其討論為局部負脈沖的上升沿（如下所述）。當然，穩壓支路也有電流流動(dòng)，但是與加速電容器C支路相比，它非常小。沒(méi)有電阻R，電容器將在幾個(gè)脈沖周期內充電并失去其加速度。因此，需要當每個(gè)周期的上升沿到達時(shí)，電容器C的電荷不應該存儲在電容器上。因此，一個(gè)小電阻并聯(lián)連接到電容器，為電容器提供放電電路。IGBT的輸入柵極電容為滿(mǎn)，在平頂期間（t3-t4）柵極保持高電平。此時(shí)，IGBT的GE等效于斷開(kāi)，變壓器二次側保持高電平。當脈沖下降沿（t4-t9）到達時(shí)，IGBT的輸入電容器在此期間將向后放電，需要減速。如果放電速度太快，將導致很大的關(guān)斷峰值。因此，需要阻止通過(guò)加速電容器的加速放電。因此，在加速電容器前面串聯(lián)一個(gè)快速恢復二極管，以便僅通過(guò)穩壓管放電。壓力調節器能很好地吸收其峰值，控制其下降沿的陡度。

在改進(jìn)電路中增加的器件可以看作是一個(gè)可變電阻：當脈沖的上升沿開(kāi)始到達IGBT Miller平臺(t0-t2)時(shí)，電阻值非常小，主要是充電電流流過(guò)加速電容器的分支，從而持續加速柵極電容器的充電。IGBT。在此期間，IGBT Miller平臺的充電電流率隨著(zhù)電容器電壓的增加而逐漸減小。在米勒平臺末端，充電電流為零，充電電流達到最大值。這可以通過(guò)柵極電阻上的電壓波形來(lái)確認。在上升沿（t3）的末端，充電電流減小到幾乎為零，因此沒(méi)有出現過(guò)沖峰值。在電容器加速以阻塞其快速放電通道之前，添加反向二極管。圖3是原始的驅動(dòng)波形；圖4是附加電路驅動(dòng)波形；圖5是負載滿(mǎn)時(shí)的驅動(dòng)波形。

圖3原始驅動(dòng)波形

2。驅動(dòng)電路改進(jìn)方法分析

圖1所示的電路是對原有驅動(dòng)電路的改進(jìn)。通過(guò)在柵極上增加穩壓器、二極管、電容器和電阻，可以良好地吸收上升沿、下降沿和峰值。

從圖3和圖4的比較中可以看出，在小延遲的情況下，峰值應該最小化。從圖3中可以看出，要減小的主要峰值是負脈沖后緣處的過(guò)沖峰值，因為這個(gè)峰值可能達到IGBT的開(kāi)口電壓（Vth），這將導致同一橋臂的兩個(gè)IGBT直接通過(guò)。同時(shí)，從圖5可以看出，驅動(dòng)波形在滿(mǎn)載（600V/30A）下具有良好的穩定性，沒(méi)有大的峰值，保證了IGBT的穩定性。設置，安全工作。

圖4改進(jìn)了電路驅動(dòng)波形

圖5滿(mǎn)載驅動(dòng)波形

驅動(dòng)等效電路如圖6所示。其中，Lm是變壓器次級側的勵磁電感；Z1是電壓調節器（其反向等效于二極管，所以用二極管代替它）；Rg是驅動(dòng)電阻，Cgs是柵極和IGBT源之間的電容；R1是線(xiàn)路的等效電阻。等效電路表明：

Vgs=Vab+VZ1+VRg+VR1(1)

R1的實(shí)際值非常小，可以忽略不計。穩壓二極管在D1和C1的兩端并聯(lián)連接。它的電壓是D1和C1兩端的電壓之和。電壓調節器二極管是一種“可變”電阻器，可隨電流自動(dòng)調節。通過(guò)改變電阻來(lái)控制上升沿和下降沿的速率，可以控制過(guò)沖峰值的大小。測量的Rg和驅動(dòng)變壓器次級側的反向波形如圖7所示。Rg上的電壓波形是流過(guò)勵磁電感的電流波形。正脈沖下降沿的過(guò)沖峰值是由激勵電感引起的：

U=Lmdi/dt(2)

從公式(2)可以看出，勵磁電感越小，勵磁電感上的電壓尖峰越小，IGBT G-S之間的電壓尖峰越小。對于脈沖平頂，應綜合考慮各種情況。

圖6。正脈沖下降沿的等效電路

圖7Rg和變壓器次級側的反向波形

三。結論

通過(guò)對上述改進(jìn)電路的詳細分析，可知驅動(dòng)脈沖過(guò)沖峰值對安全構成威脅。